1.峰值电流控制： 欲实现峰值电流控制 PFC 必须检测输入电压，其功能方块图如图四所示。图四中的 VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，VM 经电阻 RM1、RM2 分压后进入控制芯片。反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个低带宽的转导放大器 (Operational Transconductance Amplifier, OTA)，得到电压 VCOMP，然后与 VMULT 相乘。反馈信号 VFB 可能来自输出电压分压、输出电流检测或原边控制 (Primary Side Control, PSR)。将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。因此，乘法器 (Multiplier) 的输出VMO与VM成正比，也就是与输入电压成正比。当电感峰值电流的检测电压 CS 与乘法器的输出电压 VMO 相等时，将脉冲宽度调变 (Pulse Width Modulation, PWM) 信号重置为 OFF，截止功率开关 Q1，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。
图四、峰值电流控制PFC功能方块图 2.固定导通时间控制： 固定导通时间控制 PFC 功能方块图如图五所示，内部包含了一个斜波发生器 (Ramp Generator)，而省略了成本较高且设计复杂的乘法器。架构简单的斜波发生器可以不需要检测输入电压，自行产生一个固定斜率 SRAMP 的电压斜波 VRAMP。当 VRAMP 等于 VCOMP 时，将 PWM 信号重置为 OFF，截止功率开关Q1。 VCOMP 的来源和峰值电流控制PFC相同，也是反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个转导放大器的输出。同样地，将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。若在一个市电周期之内，VCOMP 几乎维持不变，并且 VRAMP 的斜率 SRAMP 也是固定不变，则功率开关 Q1 的导通时间 ton 就会固定，如 (15) 式，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。
然而 VCOMP 合适的操作范围受限于转导放大器的线性区间，一般的设计约为 0.8~4.2V。若斜率 SRAMP 由芯片内部固定，则导通时间 ton 也会受到限制。由 (14) 式可得知，在特定的输入电压与输入功率之下，导通时间 ton 与电感 L 相关，若 ton 受限则代表电感的选用也会受限。因此，有些控制芯片会设置一个 RAMP 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整斜率 SRAMP，避免芯片的应用范围受限。
图五、固定导通时间控制PFC功能方块图 以上两种控制方式都可以操作在 CRM 或是 DCM。若操作在 CRM，控制芯片必须有零电流检测 (Zero Current Detection) 电路，当侦测到反激式转换器的二次侧电流降为零的时候，把功率开关 Q1 导通。若操作在 DCM，控制芯片必须有振荡器 (Oscillator)，在每一个固定周期 ts 将功率开关 Q1 导通。有些DCM控制芯片会设置一个 RT (或CT) 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整周期 ts。 五、输入电压前馈补偿采用固定导通时间控制 PFC，无论是否设置 RAMP 脚位让使用者调整斜波斜率 SRAMP，输入电压不同都会造成不同的 COMP 电压准位 VCOMP。在控制芯片中，时常以 VCOMP 判断负载的轻重状态，例如: VCOMP 低于某一个固定电压时，判断为轻载，此时可进入突发模式(Burst mode)以提升轻载效率。若是不同输入电压对应到不同的 VCOMP，则进入突发模式的负载状态也会不同，这样的控制比较不理想。立锜科技 (Richtek) 生产的 PFC 控制芯片 RT7300与RT7302在固定导通时间控制中加入了输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时的VCOMP 不会有太大的变化。图六为具输入电压前馈补偿的固定导通时间 PFC 功能方块图。电压 Vset 经过转导放大器向电容 CRAMP 充电，直到 VRAMP 电压与控制电压 VCOMP 相等，这段时间就等于是固定的导通时间 ton。
其中，电容 CRAMP 与转导 GmRAMP 是由控制芯片内部设定，而 VCOMP 则由负反馈稳压得来。合并 (14) 式和 (16) 式， VCOMP 可以表示如下：
由 (17) 式得知，若 Vset 是控制芯片内部固定的常数，则 VCOMP 会与 Vin,rms 成反比。在图六中， VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，控制芯片侦测 VM 经电阻 RM1、RM2 分压后的峰值 VMULT,pk，并乘以常数 k 做为 Vset。因此 Vset 可以表示如下：
將 (18) 式代入 (17) 式可得
因此，在系统参数固定之下，VCOMP 只随 Pin 变化，而不受输入电压影响，这就达到前馈补偿的效果。
图六、具输入电压前馈补偿的固定导通时间PFC功能方块图 六、总谐波失真优化在先前的章节有提到，理论上操作在 CRM 的反激式转换器 PF 和 THD 比操作在 DCM 略差。本文提出一种总谐波失真优化电路 (THD optimizer)，能改善操作在 CRM 的反激式转换器的 PF 和 THD。 将 (9) 式代入 (11) 式：
观察 (20) 式可以得知，如果功率开关的导通时间 ton 固定，输入电流 iin 与输入电压 Vin 之间仍存在导通占空比 Don 的关系。若能让 ton 与 Don 成反比，即可让 iin 与 Vin 更接近完全同相。由于功率开关的切换周期远低于市电周期，因此以上一个切换周期的 Don 来调整这一个周期的 ton，在整个市电周期可以视为几乎没有延迟。参照图七，在 Vset 与转导放大器之间插入总谐波失真优化电路，以 PWM 信号作为调整斜波斜率的参数，其理想波形图示于图八。因此 Vset2 可以表示如下：
将 (21) 式代入 (16) 式：
如 (22) 式所示，加入总谐波失真优化电路可以让 ton 与 Don 成反比，因此可以让 iin 与 Vin 更接近完全同相。图九为从实际的硬件电路量测到的输入电压 Vin 与输入电流 iin 波形，其工作条件为输入电压 230VAC、输出电压 30V、输出电流 350mA。在同样的系统参数之下，控制芯片未加入总谐波失真优化电路的 THD 约为 13.83%；加入总谐波失真优化电路之后，THD 降为 5.28%。从波形可以明显看出，加入总谐波失真电路优化之后，输入电流波形更近似于与输入电压同相位的正弦波。
图七、总谐波失真优化电路
图八、总谐波失真优化电路理想波形 七、总结本文描述了单级高功因反激式转换器的动作原理，并且说明了固定导通时间控制 PFC 搭配输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时，COMP 电压准位不会有太大的变化。此外，加入总谐波失真优化电路，可大幅降低输入电流谐波，并以实测波形予以验证。
(a) 未加入总谐波失真优化电路
(b) 加入总谐波失真优化电路 (Vin : 100V/div, iin : 100mA/div, time: 5ms/div) 图九、硬件电路量测到的输入电压与电流波形 |
