CLLC串联谐振变换器的平均电流模式控制本文模型基于PLECS 4.1.1环境。 这是一个双向CLLC的理论模型，仿真目的在于考察控制方法的可行性。通常我们用单输出电压环或单输出电流环做CLLC谐振拓扑的闭环控制，恒压和恒流环在并联的控制结构中总是只有一个环在起作用。此种类似于电压模式的控制方法，不能解决CLLC变换器的小信号频域模型在接近谐振频率出现的高增益双极点的负面问题，所以只能采取避开双极点的方式就会导致系统的闭环带宽非常低。当有高动态性能要求时，就显得尤其乏力。如果可以采取传统拓扑中的峰值或平均电流控制方法，在控制模型中提升闭环带宽，很多问题就能迎刃而解。 由于峰值电流模式不便于在谐振拓扑上实施，所以更多的还是考虑使用平均电流模式更容易实现，但是飞兆有个峰值电流模式的IC是FAN7688用谐振电流的积分做峰值电流控制，这是属于另辟蹊径的骚操作，但也给我们带来了更多的思考。可见下图：  所以我一直在考虑能否把电压电流双闭环控制结构应用到谐振拓扑上。通俗的讲就是电压外环速度较慢，电流内环速度较快。电流内环用于限制功率级的传输特性，用于实现高速度的控制响应。由于之前一直比较懒，在PSIM环境里面用C语言写VCO的模型一直不是很理想，事情就没继续下去。当我转到PLECS中发现该软件提供非常易用的VCO控制模型，可以很容易在这个基础上进行二次开发，所以就开始干。这是本文的起点。这里感谢泡菜哥，日天哥，曹博士，向我推荐这个仿真软件于2018年六月。 下图是双向CLLC的功率框架：  对输出电流和输出电压进行了采样，为了实现快速的电流内环控制也采样了变压器副边电流。由于变压器的电流为开关频率的高频交流量，为了实现电流内环控制，需要将其转变为较为稳定的直流量（同开关频率的交流量的幅度应该较低）。对变压器高频电流进行处理的低通滤波器就是整个系统的最为关键，如果该低通滤波器的低通转折频率太低，固然能产生较为稳定的表征变压器电流的被控量，但是实际电流内环的控制与实际值变压器电流的时间延迟极大，这相当于大幅度的降低了系统的相位余量。但是如果低通滤波器的低通转折频率太高，表征变压器电流的控制量中的交流分量太大，那么电流内环的控制器也不能很好实现闭环控制，控制器输出会又很大的振荡。 只能折中考虑，经过仿真测试低通滤波器的时间常数在1e-4对100KHZ的变压器电流来说，能得到比较不错的结果。下图是电流内环低通滤波器：先取绝对值然后做s域的低通滤波，然后转成数字量做控制。 变压器电流和经过低通滤波器后的波形可见下图中的底部： 其中绿色是变压器电流，红色是经过低通滤波器后的电流信号。 上部分是经过100KHZ采样后的数字量输出…… 原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6509.html LLC谐振变换器仿真分析与设计LLC谐振变换器仿真分析与设计——24V/8A、100kHz、半桥开关电源调频控制器模型建立与测试。 1、LLC谐振变换器工作原理分析 原始资料：AN-4151 Half-Bridge LLC Resonant Converter Design Using FSFR-Series Fairchild Power Switch (FPS™).PDF 简介：不断提高的开关电源功率密度受到无源器件尺寸限制，当其工作于较高频率时无源器件的尺寸能够显著降低——例如变压器和滤波器，然而开关器件损耗却大大提高。为使开关电源工作于高频并降低整机损耗，经常采用谐振变换技术——电压/电流按照正弦模式进行改变、开关器件处于软开关状态，因此大大降低开关损耗和系统噪声。 在各种谐振变换器中，LC系列谐振变换器最简单而且应用最广泛——整流、负载网络与LC谐振网络相串联，如下图1所示，三者工作于分压状态。通过改变驱动电压频率使得谐振网络阻抗变化，输入电压在谐振阻抗和反射负载之间进行分压，所以LC系列谐振变换器的直流增益总小于1。轻载时负载电阻远远大于谐振网络阻抗，所有输入电压都施加在负载上，故轻负载时调压困难。从理论上讲，负载开路时只有开关频率无穷大时才能进行输出电压调节。  为了克服LC串联谐振变换器限制，已经提出LLC谐振变换器。LLC谐振变换器通过将分流电感放置在变压器初级绕组而实现LC谐振变换器改进，具体如图2所示。当第一次提出该种拓扑时，由于对变压器原边循环电流的逆向考虑，该结构并未得到很多关注，然而当输入电压提高、开关损耗远远大于导通损耗时LLC拓扑非常有效。  通常实际设计中利用变压器磁化电感实现分流电感功能，LLC谐振变换器电路图与LC系列谐振变换器相同，唯一区别在于磁化电感值。虽然串联谐振变换器具有比LC系列谐振电感（）大得多的磁化电感值，但LLC谐振变换器中的磁化电感仅为的3〜8倍，并且通常利用变压器气隙实现——量变到质变…… 原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4696.html 无处不在的LC谐振干扰LC谐振，在含有电容和电感的电路中，如果电容和电感串联，可能出现在某个很小的时间段内：电容的电压逐渐升高，而电流却逐渐减少；与此同时电感的电流却逐渐增加，电感的电压却逐渐降低。而在另一个很小的时间段内：电容的电压逐渐降低，而电流却逐渐增加；与此同时电感的电流却逐渐减少，电感的电压却逐渐升高。电压的增加可以达到一个正的最大值，电压的降低也可达到一个负的最大值，同样电流的方向在这个过程中也会发生正负方向的变化，此时我们称为电路发生电的振荡。 电容和电感串联，电容器放电,电感开始有有一个逆向的反冲电流，电感充电;当电感的电压达到最大时，电容放电完毕，之后电感开始放电，电容开始充电，这样的往复运作，称为谐振。而在此过程中电感由于不断的充放电，于是就产生了电磁波。 电路振荡现象可能逐渐消失，也可能持续不变地维持着。当震荡持续维持时，我们称之为等幅振荡，也称为谐振。 我们最为常见的可能是开关电源中的LC谐振，这可以通过增加RC snabber吸收电路解决，这在之前的文章中已经提及过。 在我们产品设计中由于寄生电容是及其常见的，而寄生电感总会在我们设计中无形产生。本文以一篇实际案例阐述由于LC谐振对产品EMC实验的影响。 实验现象：汽车电子产品PCBA板子（板子周围一圈是金属的）通过物理压接到金属外壳上，在进行RE实验时发现有两个产品出现某个频点偏高，另一个产品未出现该频点超标，超标的曲线如图所示：  实验原因分析：考虑可能是由差模干扰/共模干扰，或者两者共同作用引起的RE辐射超标，首先对确认的干扰源差模途径按照e=s*i*f*f/d进行处理，即增加对地滤波电容（10nf,1nf），磁珠等办法，但都收效甚微，猜测可能是存在另外一条路径形成RE辐射干扰，即可能存在的通过金属外壳流入大地形成共模干扰，加上三块样品中有一块样品是没有出现辐射超标，猜测可能是由于PCBA压接金属外壳不良导致的，即当出现压接不良时，PCBA的地跟金属外壳的连接阻抗就会较高，当干扰信号通过该条路径形成回路时，会出现该连接点电压升高，对外形成辐射干扰，就是常说的地回路阻抗变高。为了验证该猜想，用一根导线将PCBA的金属外边连接到金属外壳上，重新测试，测试结果如下所示：  发现原先的超标点仍然在，同时也出现了另外三个超标点，这是怎么回事，可以通过下图EMC模型进行分析，增加的导线的确降低了干扰信号的回路阻抗，但是增加的导线也在无形中产生了寄生电感，加上金属外壳跟大地的寄生电容，完美的复现了LC谐振，为了验证该猜想，将该导线替换成一根长宽比小于3的铜编制接地线，重新进行实验，测试结果如下所示…… 原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4500.html LLC谐振电源如何实现ZVS？LLC谐振变换器的优势以及电路分析架构如下：  第一，电路结构相对简单，有较高的效率。 第二，它可以在整个运行范围内，实现零电压切换（ZVS）。所有寄生元件，包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感，都是用来实现ZVS 的，ZVS的实现具备的参数特性如何分解；首先看看电路的工作机理： LLC架构的稳压原理；将上述电路架构进行参数等效分析：  A.输入电压或负载（RL）变化时引起VR电压变化 Zc=1/sCr ZL=sLr s=2лf B.回路中确定Cr&Lr的参数：上述等效电路通过改变频率使1/sCr+sLr(1/2лfCr + 2лfLr)与Rac的分压相应改变，最终维持负载电压不变,即VR不变 当上面是有固定输入的PFC电压设计时，系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化，当负载增加时， MOSFET开关频率减小，当负载减小时，开关频率增大。 其电路的特点： 1.LLC 谐振变换器可以在宽负载范围内实现零电压开关。 2. 能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。 3. 谐振变换器采用频率控制，上下管的占空比各近似为50%.电路工作没有偶次谐波分量，有好的EMI特性。 4. 无需输出电感，可以进一步降低系统成本。 5. 对于低压大电流设计如果输出采用同步整流MOS,可以进一步提升效率。  设计中对于谐振电容的最小值要求： Cr电容充当直流电源：存储能量足以支撑Q2导通期间为负载提供能量 满载功率为Pomax，最大输入电压Vinmax，电容存储的能量=直流电源的在Q1导通期间提供能量满足如下公式要求：  Cr最小容值满足：  通过对LLC变换器ZVS状态下的模态分析：  在开关管关断时刻，谐振槽路存储的磁能必须大于两个开关管输出电容完成一次充、放电所需的电能，表示为：  式中Imoff是Q1关断时刻磁化电感Lm的电流；节点Va处的总电容Czvs 为了防止直通现象，需要在两个驱动信号之间增加一个死区时间Td，确保一个开关管彻底关断后才允许另一个开关管开启! 为了达到ZVS,在两个MOSFET轮换开通之间存在死区时间TD。由于工作在感性区域，因此输入电流滞后于输入电压，当半周期结束时，谐振腔的电流Ir仍然在流入，这个电流可以消耗储存在Czvs上的电荷，从而使节点Va点的电压降为零，所以在另一个开关MOS开启时为零电压开通…… 原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4066.html 半桥串联谐振变换器（SRC）：闭环分析 上图为半桥串联谐振变换器的闭环仿真电路图，以下对各个技术进行粗浅的分析，还请各位多提意见，谢谢！ 1. 谐振频率变化仿真 1.1 谐振频率50kHz 1.2 谐振频率75kHz 1.3 谐振频率100kHz 1.4 谐振频率125kHz 1.5 谐振频率150kHz 1.6 谐振频率175kHz 1.7 谐振频率200kHz  仿真参数汇总：  对以上谐振频率变化数据分析，可以得出以下几个结论： 1、 从75kHz到200kHz之间，随着谐振频率的增加，谐振电路的最大谐振电流也同步增加，有效值谐振电流近似稳定不变； 2、 谐振频率越高，谐振电容承受的峰峰值电压、有效值越小，其中50kHz的谐振电容峰峰值电压为1727.4V； 3、 从75kHz到200kHz之间，随着谐振频率的增加，输出整流二极管最大值电流同比小幅度增加，输出整流二极管有效值电流近似恒定不变； 4、 谐振频率的变化，输出效率在50kHz、100kHz分别为80.0598%、78.015%，其他谐振频率点的效率并不突出，也就是说谐振频率的变化对输出效率有直接的影响。以下再选取10kHz到50kHz谐振频率，以及200kHz到300kHz谐振频率进行仿真，验证谐振频率的分布情况…… 原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5119.html
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