本文介紹了快速設計由 NCP1623 驅動的 CrM/DCM PFC 級的關鍵步驟中的定義關鍵規格與功率級設計,並以實際的 100W 通用電源應用為例進行說明,IC控制電路設計將在後續的推文中分享。 最大輸出功率:100 W
系統會永久監控輸入和輸出電壓、MOSFET 電流和晶片溫度,以保護系統免受可能出現的過載,從而使 PFC 級不僅穩健,而且可靠。除 OVP 保護外,還提供了以下保護方法: 1)最大電流限制:電路會檢測 MOSFET 電流。如果檢測到的電流超過了設定的電流限值,則將其關斷。此外,由於電感器飽和或旁路二極體短路等原因,當電流達到限值的 150% 時,電路將進入低占空比操作模式。 2)欠壓保護:當反饋引腳電壓 (VFB) 降至 300 mV 以下時,該電路將關斷,並且在 VFB 超過 530 mV 之前一直保持關斷狀態。當在低壓下啟用輸入電壓跟隨升壓(follower boost)時,FB 引腳拉動 25 uA 電流 (IFB(LL)) 以調低輸出電壓,而 UVP 遲滯閾值則增大至 1.2/1.3 V。如果啟動時交流線路過低或反饋網絡出現故障(例如反饋引腳發生意外接地短路故障),此功能可保護 PFC 級。 3)冗餘過壓保護 (OVP2):CS/ZCD 多功能引腳用於檢測過高的輸出電壓電平,並在反饋網絡發生錯誤(電阻值錯誤、老化效應…)時防止破壞性輸出電壓失控。
PFC 級的元件可能會因製造或處理事故、過大的操作應力或其他故障而導致意外短路、焊接不良或損壞。特別地,控制器的相鄰引腳可能會短路、接地或連接不良。通常要求這種導通/關斷的情況不會引起火災、煙霧或噪音。NCP1623A 集成了增強功能,可協助在諸如引腳連接不當(包括 GND)或是升壓或旁路二極體短路的情況下滿足上述要求。 與 TSOP−6 版本相比,SOIC−8 選項還帶有由 DIS 引腳控制的睡眠模式。該引腳上的高電平或開路會禁用控制器,並將 ICC 偏置電流降至 20 μA 以下(典型值)。此功能有助於滿足苛刻的待機功耗要求。 ![]() 步驟 1:定義關鍵規格
面向 50 Hz/60 Hz 應用。實際上,通常是在 47−63 Hz 的範圍內指定該值。對於“保持時間”等的計算,必須考慮指定最低值。
這是 PFC 級必須運行的最小 rms 輸入電壓。該值通常比最小典型電壓(許多國家為 100 V)低 10−12%。我們將取:(Vline,rms)LL 90 V。
這是最大 rms 輸入電壓。它通常比最大典型電壓(許多國家為 240 V)高 10%。我們選擇:(Vline,rms)HL 264 V。
這是高壓線調節電壓。Vout,nom 必須高於 (√2 · (Vline,rms)HL )。我們的目標值是 390 V。
NCP1623A 輸入電壓跟隨升壓(follower boost)功能提供了在低壓下選擇較低調節電壓的能力,以實現 PFC 級的尺寸和效率優化。該值通常被設置為略高於高壓檢測閾值。我們的目標值是 250 V。
此參數通常以輸出電壓的百分比來指定。必須選擇等於或低於 6% VFB 磁峰-峰值紋波,以免在正常操作中觸發動態響應增強器 (DRE)。
此參數指定在線路壓降期間輸出保持有效的時間。通常指定單線周期。此要求需要了解 PFC 級輸出上為確保應用正常運行所需的最小電壓 (Vout,min )。我們已經假設 (Vout,min = 180 V) 足夠高,可以向下游轉換器提供足夠的輸入電壓。
這是 PFC 負載的功耗。
這是最大輸出功率,在我們的應用中為 150W。
這是在正常運行時可以從電源獲取的最大功率。該值是在滿載、低壓條件下獲得的。假設在這些條件下的效率為 95%,我們將使用: 在重載條件下,NCP1623A 將於臨界導通模式 (CrM) 下運行。因此,電感器、大容量電容和功率矽器件的尺寸通常與其他 CrM PFC 的相同。本章不會詳細說明這一過程,而是強調幾個關鍵點。 電路的導通時間受到內部限制。PFC 級可以提供的功率取決於電感器,因為 L 值將確定給定導通時間的電流上升。具體而言,以下公式給出了 PFC 級的功率能力: ![]() ![]() 與傳統的 CrM 應用一樣,以下公式給出了其他重要參數:
![]()
![]() 在我們的應用中,電感器必須滿足以下要求 ![]() Ton,max(典型值為 12.5 μs)的最小值為 10.8 μs,將用在公式 6 中,因為這是計算 L 時的最壞情況。建議選擇比公式 6 返回的電感值至少小 25% 的電感值,以獲得充足的裕量。為了系統的緊湊性,選擇的是 200 μH 電感器。它由用於零電流檢測的 10:1 輔助繞組組成。可以看到,CrM 操作中的開關頻率取決於電感器值: ![]() 例如,在低壓、滿載(正弦曲線頂部)條件下,開關頻率為: ![]() 上述計算對應的低壓調節電壓為 250 V。 在實際設計中,PFC 輸出功率在輸入電壓過零點時不理想,因此實際導通時間將延長,以調節所需的負載。與公式 4、公式 5 和公式 7 中的計算結果相比,隨著導通時間的延長,電感器峰值和 rms 電流會升高,而開關頻率則降低。因此,建議在公式中增加至少 20% 的裕量。 一般而言,二極體橋和功率開關被置於同一散熱器上。根據經驗,可以估算散熱器必須滿足如下散熱目標:
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![]() 在我們的應用中,採用的是:
開關損耗不易計算,我們不作預測。相反,根據經驗,我們會假設損耗預算等於 MOSFET 導通的損耗預算。實驗測試將檢驗它們是否低於估算值。 升壓二極體是以下導通損耗的來源:IOUT · Vf,其中 IOUT 是負載電流,而 Vf 是二極體正向電壓。在低壓條件下(調節電平設置為 250V 時),最大輸出電流為 0.4A,二極體導通損耗在 0.4W 範圍內(假設 Vf= 1 V)。PDIODE = 0.4 W。 在定義大容量電容時,通常主要有三個標準/約束:
磁峰-峰值 FB 引腳電壓紋波 (δVFB)pk−pk 通常低於 FB 參考電壓 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%(6% 磁峰-峰值),以免在正常操作中在良好的裕量下觸發 OVP 和 DRE 功能。反饋電阻分壓比由下式給出: ![]() ![]() 由此,在 47 Hz 線路頻率下,將 VFB 紋波限制在 6% 的最小 CBULK 為: ![]()
![]() 其中,保持時間為 10 ms。
Rms 電流取決於負載特性。假設知道電阻負載,我們可以推導出其大小的以下近似表達式: ![]() 註:文章引用onsemi公眾號公開文章"使用NCP1623A設計緊湊高效的PFC級的關鍵步驟“,原文章出處:使用NCP1623A設計緊湊高效的PFC級的關鍵步驟 (qq.com) 了解更多內容請訪問以上原網站及onsemi 官方網站Intelligent Power and Sensing Technologies | onsemi |