DCM反激 这是最简单的实现模式,可以在固定的开关频率下工作。输出具有单极特性,允许相对较宽的带宽和反馈回路,易于补偿变压器通常是三种实施模式中最小的,因为初级电感要求。这通常导致变压器设计更容易,漏感低,假设次级变压器不适用于低压、高输出电流应用。此外在主MOSFET重新开启之前,输出二极管中的电流将自然变为零,从而消除强制反向恢复产生的任何二极管开关噪声或恢复损耗。 不幸的是,在所有三种反激操作模式中,DCM的峰值平均电流比最高。这就需要使用具有更高额定电流和rms纹波电流的MOSFET和输出二极管通过输出电容器是最高的,这显然需要高质量、低ESR的电容器。这是如果组件成本是一个缓解问题,那么对于功率最低的应用(约100 W或以下)来说,这是一个不错的选择。对于在高压输出应用中,DCM拓扑可以有效利用数百瓦和千伏输出,电源组件选择正确。 CRM/BCM反激 这种实现本质上是一种“优化”的DCM回扫,其中没有任何显著的死区时间MOSFET和输出二极管之间的导通周期使DCM的峰值平均电流比最小。变压器尺寸可能比纯DCM实施略大(更多匝数),以便 适应最低开关频率,这将在最大负载和最低Vdc大容量输入时发生。这个使用谷值开关的能力以及无输出二极管恢复损耗使得这是一种非常有效的方法对于大多数低输出电流应用。由于EMI滤波,开关频率变化的事实可能会引起一些人的关注;然而,经验表明,这不是一个重大问题。事实上,整体开关损耗较低通常意味着更低的EMI产生。CRM/BCM的另一个显著优势是输出同步整流器的实现非常简单,可以进一步提高效率。变量切换然而,频率可能不适合要求开关频率与外部时钟源同步。 CCM反激 如果MOSFET中需要尽可能低的峰均电流比,则应使用此方法和输出二极管,并且期望最小的输出电容纹波电流。在一些低功率(<20 W)中在使用单片控制器/MOSFET IC组合的转换器等应用中,这种模式可能会得到改进通过保持内部MOSFET的峰值电流最小化来提高效率。这种模式确实有代价,尤其是如果用于高功率(>100 W)反激电路。由于电流仍在输出二极管中流动MOSFET重新开启,二极管强制换向关闭。 输出中使用的超快二极管在反向恢复期间会产生相当大的高频噪声时期如果可能,建议使用“软恢复”和/或肖特基二极管。MOSFET还具有前沿电流阶跃,这也会导致额外的开关噪声和开关损耗。 CCM最不理想的特征是拓扑传递函数中的右半平面零。这将通常需要更精细的环路补偿方案,带宽更低,这会影响输出瞬态响应。 与CCM相关的另一个问题是在电流模式下对电流感应输入进行斜坡补偿如果占空比超过50%,则需要类型控制器来防止次谐波振荡。保持典型负载范围内连续模式(初级或次级)下的电感器电流,高需要初级电感。这就需要一个比同等DCM或CRM设计所需。 同步输出整流器 有关在反激拓扑中使用MOSFET同步输出整流器的评论如下。这个在过载条件下或初始启动时,DCM实施几乎总是过渡到CCM当输出电容器充电时。同样,CCM将在某个时候转换为DCM降低输出负载。作为这些模式转换的结果,传感和定时标准是必要的为了有效地实现同步整流器,在电路方面可能会变得相当复杂,通常需要从一次侧MOSFET的栅极驱动信号派生的信号处理。 有了CRM/BCM,正确控制同步整流器MOSFET所需的只是一个简单的传感检测电流何时流入次级电路的方案。因为在CRM/BCM,DCM或CCM所需的任何关键定时电路都不是必需的,设计可以保持简单性和低成本。
|