现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。

已知：E1和E2铜线直径为0.1mm,实际外径为0.12mm，NP铜线直径为0.12mm,实际外径为0.14mm，NS铜线直径为0.4mm，实际外径为0.6mm，TAPE采用0.025mm厚的麦拉胶纸。

NV 若采用铜线直径为0.2mm,实际外径为0.22mm；线包单边厚度 为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.22+0.025*2=1.77mm。

NV 若采用铜线直径为0.1mm双线并饶,实际外径为0.12mm；线包单边厚度 为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.12+0.025*2=1.67mm。

测量或查EFD15的BOBBIN的单边槽深为2.0mm，所以以上2种方式绕制的变压器都可行。

（2）EPC13的变压器设计

依 然沿用以上设计方法，测量或查BOBBIN资料可得EPC13 BOBBIN幅宽为6.8mm，次级匝数为：6.8/0.6=11.3Ts,取11Ts；初级匝数为：11*16.5=181.5Ts,取182Ts；反 馈匝数为：15/(5+1)*11=27.5Ts；取28Ts。

EPC13的绕线方式同EFD15，再这里就不再重复了。

以 上变压器设计出的各项差数是以控制漏感为出发点的，各项参数(肖特基的VF,MOS管的电压应力余量)都是零界或限值，实际设计中会因次级绕线同名端对应 输出PIN位出现交叉，或输出飞线套铁氟龙套管，或供应商的制程能力，都会使次级线圈减少1~2圈，对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数，目前市场的竞 争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本，为保留更大的电压应力余量，需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC 辐射造成负面影响，对应的取舍还需权衡，但前提是必须使产品工作在DCM模式。

下面再以EPC13为实例，讲讲优化设计后的变压器设计。

方法同上，先计算出次级，因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBIN PIN位交叉，所以需预留1匝空间，得，次级匝数为：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts.

再计算初级匝数，因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量，所以反射电压取之前的75%，得：(Vout+VF)*n<100*75%,输出5V/1A,采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般为0.55V。

代入上式得：n<13.51,取13.5，得NP=10*13.5=135Ts；代入上式验证(5+0.55)*(135/10)=74.925<75成立。确定NP=135Ts。

反馈匝数，依然取反馈电压为15V，得，15/(5+0.55)*10=27Ts。

PSR线路设计变压器很关键，所以先讲变压器。

后续会继续讲出设计PSR的具体每个元件的设计，包括取样电阻，吸收回路，保护设计及EMC控制方法。

PSR电路一般OCP设计的不是很大，一般在120%左右，如果测试是以输入AC90/50Hz(没打错，不是60Hz哦)，输出帯载到1.2A刚好出现一点饱和，实际烧机1.0A是不会饱和的，你可以试试，实际烧机后的OCP会在110%左右。

变压器10%的误差太大了点吧，变压器采用机械研磨误差没那么大。

匝数多可以提高一点电感量，可以让负载时的频率辐射低些，当然，你也可以把EFD15的匝数减少些，但EMC的处理就和EPC13一样需特别注意布线。

把这个波形在示波器上拉宽，看那条上升的斜线，那是电流上升的波形，要保持是一条缓慢上升的斜线，如果在顶端出现突然上升，说明变压器有饱和迹象。

当然，变压器有一点饱和迹象，在实际中是可以长期烧机的，但因为电流突然上升会测试较强的辐射噪音，所以要控制到变压器不饱和为佳。

但不饱和就得再研磨CORE，降低电感量，但CORE研磨多了，气隙大了，漏感和涡流也会增大，同样会影响EMC噪音，所以把CORE研磨到零界饱和点是最佳取舍方式。