系统设计人员常遇到的一个挑战是，要在大输出电流下将高DC输入电压转换到极低的输出电压(例如在3.5A输出电流下将60V输入电压降低到3.3V输出电压)，同时还要保持高效率、小尺寸的简单设计。 要同时满足大输入输出电压差和大电流这两个条件，线性稳压器由于其功耗过大，自然就不在考虑范围内。因此，设计人员必须要在上述条件下选择一种开关拓扑。但是，即使采用了这种拓扑，对空间受限的应用来说，要实现足够小尺寸的设计仍然具有挑战性。 DC-DC降压转换器所面临的挑战要实现高降压比，一种方案是使用降压转换器，因为这是在具有大量电流并且还要保持小尺寸的情况下，将输入电压高效降低到较低输出电压(例如，将VIN=12V降低到VOUT=3.3V)的首选拓扑。但是，在某些情况下，降压转换器要保持输出电压稳定，会面临严峻的挑战。为了理解这些挑战，需要记住，在连续导通模式(CCM)下工作的降压转换器，其简化占空比(D)为：
但是，占空比还和开关频率(fSW)以以下方式相关，其中，导通时间(tON)是控制FET在每个开关周期(T)期间保持导通的持续时间：
联立公式1和公式2可知，tON将如何受降压比和fSW影响：
从公式3中可知，当输入输出电压比(VIN/VOUT)和/或fSW增大时，导通时间会降低。这意味着降压转换器必须要能以很低的导通时间运行，从而以CCM模式在高VIN/VOUT比率下调节输出电压，但这在高fSW下会更难以实现。 假设在一个应用中，VIN(MAX)=60V、VOUT=3.3V、IOUT(MAX)=3.5A。如果需要，下文会使用LT8641数据手册中的值，因为后续章节会提供采用LT8641的解决方案。所需的最小导通时间(tON(MIN))对应最高输入电压(VIN(MAX))。为了评估这个tON(MIN)，建议提高公式3的准确度。通过将降压转换器的两个功率MOSFET的压降VSW(BOT)和VSW(TOP)包括进来，并用VIN(MAX)替代VIN，可以得出：
对公式4使用VIN(MAX)和fSW=1MHz，可以得出tON(MIN)为61ns。对于VSW(BOT)和VSW(TOP)，由于已知VSW(BOT)=RDS(ON)(BOT)×IOUT(MAX)、VSW(TOP)=RDS(ON)(TOP)×IOUT(MAX)，这里使用了LT8641数据手册中所提供的RDS(ON)(BOT)和RDS(ON)(TOP)值。 对于上述所得61ns这么短的tON(MIN)值，降压转换器很难保证实现它；因此，系统设计人员必须寻找别的拓扑。目前实现高降压比有三种可行解决方案。 针对VIN(MAX)=60V、VOUT=3.3V、IOUT(MAX)=3.5A的三种小尺寸解决方案解决方案1：使用LT3748非光耦反激式变压器第一种方案是使用隔离式拓扑，其中，变压器由于具有N:1的匝数比，因此可执行大部分降压。ADI公司所提供的LT3748等反激式控制器，不需要使用第三个变压器绕组或光隔离器，因此可使设计更简单，尺寸也更小。图1给出了适用于上述情况的LT3748解决方案。 尽管与标准的反激式设计相比，LT3748解决方案可以简化设计并节省空间，但它仍然需要使用变压器。对于不需要隔离输入端和输出端的应用，最好是避免使用该器件，因为相比非隔离式解决方案，它会增加设计的复杂性并增大尺寸。 解决方案2：使用LTM8073和LTM4624 µModule器件还有一种替代方案是，设计人员可以通过两步实现降压。要实现只有10个的更少元器件数量，可以使用2个µModule器件和8个外部元器件，如图2所示。此外，这两款µModule器件已集成各自的功率电感，这就为系统工程师免除了一项困难的设计任务。LTM8073和LTM4624均采用BGA封装，尺寸分别为9mm×6.25mm×3.32mm和6.25mm×6.25mm×5.01mm(L×W×H)，因此提供了小尺寸解决方案。 因为在上述条件下，LTM4624展现的效率为89%，所以LTM8073最多为LTM4624的输入提供1.1A电流。鉴于LTM8073可提供高达3A的输出电流，我们还可以用它来为其他电源轨供电。正是因此，我们在图2中选择用12V作为中间电压(VINT)。 尽管可避免变压器的使用，但有些设计人员可能不愿意使用需要两个独立降压转换器的解决方案，尤其是在无需采用中间电压来为其他电源轨供电的情况下。 解决方案3：使用LT8641降压转换器因此，在许多情况下，最好使用单个降压转换器，因为这样可提供兼具系统效率、小尺寸和设计简单性的最佳解决方案。但是，我们前面不是刚论证过降压转换器无法同时应对高VIN/VOUT和高fSW吗？ 这个说法可能适用于大部分降压转换器，但并非全部。ADI的产品组合中包含LT8641之类的降压转换器，它在整个工作温度范围内具有非常短的最小导通时间，一般为35ns(最大50ns)。这些规格都安全地在处于之前所计算得出的所需的61ns最小导通时间以下，因此为我们提供了第3种可行的小尺寸解决方案。图3显示了LT8641电路有多么简单。 还有一点值得注意的是，LT8641解决方案可能是这三种解决方案中最高效的。事实上，如果与图3相比还需要进一步优化效率，我们可以降低fSW并选择更大的电感尺寸。 尽管fSW也可以通过解决方案2来降低，但功率电感的集成不具有灵活性，因此无法将效率提高到某个点以上。此外，使用两个连续的降压级，对效率也有小小不利影响。 在使用解决方案1时，由于是在边界模式下运行，并且省去了与光学反馈相关的所有元器件，因此反激式设计的效率非常高。但是，由于可选的变压器数量有限，其效率不能实现完全优化。相比之下，解决方案3则有广泛的电感产品组合可供选择。
图1：采用LT3748的电路解决方案，将60V输入降压转换成3.3V输出。
图2：采用LTM8073和LTM4624的电路解决方案，将60V输入降压转换成3.3V输出。
图3：采用LT8641的电路解决方案，将60V输入降压转换成3.3V输出。 检查LT8641是否满足要求的另一种方法在大多数应用中，公式4中唯一可调的参数是开关频率。因此，将公式4变形，就可以评估LT8641在给定条件下所允许的最大fSW。变形后得到公式5，LT8641数据手册的第16页也提供了这个公式。
例如，在以下条件下使用此公式：VIN=48V、VOUT=3.3V、IOUT(MAX)=1.5A、fSW=2MHz。汽车和工业应用中经常使用48V输入电压。在公式5中代入这些条件后可得：
因此，在给定的应用条件下，在将fSW设置为高达2.12MHz时，LT8641能够安全运行，这证明了LT8641是适合此应用的一个不错的选择。 总结本文提出了三种不同的方法，在高降压比的条件下实现小尺寸设计。LT3748反激式解决方案不需要使用笨重的光隔离器，因此推荐将它用于需要隔离输入端和输出端的设计。第二种方法需要使用LTM8073和LTM4624 µModule器件，当设计人员为应用选择最佳电感犹豫不决和/或必须提供额外的中间电源轨时，这种解决方案会非常有用。第三种方法是基于LT8641降压转换器设计，当唯一的要求是要实现高比值的降压转换时，可以使用它来提供小尺寸且简单的解决方案。 作者简介Olivier Guillemant是ADI公司的核心应用工程师，其工作地点在德国慕尼黑。他为欧洲的广泛市场客户提供Power by Linear产品组合的设计支持。他自2000年起担任过各种电源应用职位，于2021年加入ADI公司，拥有法国里尔大学的电子和电信硕士学位。联系方式：olivier.guillemant@analog.com。 |
